thickman

Вот это плохие новости. Я был готов к такому повороту, но у меня всегда был уверенный запуск с ППГ сердечниками, термообработанными без наложения поля (с индексом N). ППГ подходят лучше всего, особенно для мощных ключей – обеспечивают наименьшие динамические потери, с ними можно увеличивать номинал балластного резистора в цепи ПОС. Еще лучше с отжигом в продольном поле, но от однополярного динисторного пускача, такие точно будут запускаться с вероятностью ровно 50%. При желании выкрутиться можно и с очень высокой прямоугольностью, если запускающие импульсы будут поочередно-разнополярными, в этом случае обеспечен 100% запуск независимо от того, в каком квадранте находилась остаточная индукция перед запуском.

У никель-цинковых очень большое сопротивление, тестером не прозвонить. По этому признаку их легко отличить от марганец-цинковых. Не знаю, какие лучше подойдут именно в затворную цепь. Можно попробовать содрать с БУ транзистора или диода. ferrite bead

Возможно, подвозбуд в активном режиме. Стоит попробовать специальную NiZn ферритовую бусину на затвор. Нужно одеть бусину непосредственно на ножку, ближе к кристаллу. Eмкостная связь разрывается, условий для генерации емкостной трехточки уже не будет. Простое увеличение затворного сопротивления, как правило, в этом случае не эффективно. Марганец-цинковый феррит или амрфные/нанокристаллические сердечники тоже не очень хороши в этом месте.

Делал когда-то стенд с регулировкой 40-250V. Пушпул резонансный с регулируемым линейным. В жизни линейный чуть культурнее был, но идея та же что и в симуляторе. пуш + линейный.asc

Вот у Старичка с этим полный порядок. Прога рассчитана на типовое применение, когда незначительными пульсациями напряжения на конденсаторах полумостового делителя и пульсациями тока в дросселе пренебрегают. Этот случай показан на картинке голубым цветом – ток через силовой ключ. Небольшой положительный наклон трапеции тока обусловлен пульсацией тока в дросселе фильтра. Это базовый вариант, он обеспечит наименьшие пульсации напряжения в нагрузке, а витки трансформатора и выходное напряжение – как раз то, что калькулятор Старичка насчитал. У Вас величина емкостей полумоста на два порядка меньше, поэтому за счет дополнительной пульсаций на конденсаторах, картинка была-бы похожа на малиновую фантазию, однако, скорее всего, дроссель после выпрямителя имеет или меньшую индуктивность, или его нелинейность уже сказывается на большом токе. В результате Вы получили некую форму тока, близкую к зелёной. Форма тока желтого цвета получена при отсутствии индуктивности после выпрямителя, но когда емкости полумоста и индуктивность рассеяния трансформатора примерно соответствуют Вашим значениям. Получится самая выгодная, жесткая внешняя характеристика, причем без дросселя величина вых напряжения практически не зависит от длительности мертвой паузы и никакого необъяснимого чуда тут нет. - не слежу постоянно за Вашим творчеством, может чего пропустил, но я нигде не встретил теоретически обоснованных рекомендаций по оптимальному выбору этих компонентов – номиналов емкостей полумоста, индуктивности рассеяния трансформатора и оптимальной индуктивности дросселя фильтра. А раз так, то у повторяльщиков могут получится "слегка" по-разному работающие конструкции - от классического вида по-Старичку, где трансформатор нужно будет считать соответственно программе, и вплоть до резонансника, но там уже несколько другие расчёты.

Это так в классическом шим-варианте, когда дроссель фильтра по-честному интегрирует ток. Но автор пошел более тернистым путем. Дроссели имеют незначительный номинал и вдобавок шунтированы низкоомными резисторами. Получился режим близкий к резонансному, на это указывает форма тока через ключ, она на осциллограмме, взято из статьи. Через выпрямительные диоды он будет такой же формы. Поэтому стандартная методика расчета выходного напряжения не прокатит. "Полурезонансные" реакторы оказались вынесенными во вторичные цепи - это вынужденное, однако, пмсм, не очень удачное решение.

Не вижу правильного пути для возвратного тока, он должен через дроссели насыщения проходить в нерабочих полупериодах. "Убивец выбросов" есть на недрисованном замыкающем диоде - нанокристаллическое колечко, либо на выводе диода, либо с несколькими витками последовательно с диодом? Обмотки на дросселях насыщения многослойные получились? Многослойные перегреваются из-за эффекта близости.

Странно Дроссель не насыщается? Демпферные конденсаторы суммарной емкостью 4нФ –явный перебор для такой мощности. Достаточно одного 470пФ-1.2нФ в диагональ или 200-510пФ параллельно транзисторам. Для перезаряда С=4нФ понадобится оочень большой ток. Придется смотреть осциллограмму, одновременно напряжение на затворе и на стоке ключа на всех режимах – от ХХ до Iном. Цепь размагничивания D7, D8 неверно подключена, так работать не будет ,но это, видимо, описка при прорисовке. Предварительный МУ-регулятор для лабораторника - неплохая идея, тоже давно присматриваюсь. Но при широкодиапазонной регулировке сложнее скомпенсировать ОС, особенно когда два регулятора включены цугом, да ещё с переходом тока дросселя из разрывного в неразрывный. Пока что не прикидывал в симуляторе упряжку МУ+линейный стабилизатор. Для меня такая усреднення АС-модель, оч непростая задача.

У меня мостовой автоген с конторолем Iнам по-Гиратору преодолевал любой форс-мажор. Без конденсатора в первичке трансформатора. Когда-то здесь показывал работу стабилизатора тока на двухтактном МУ с отключенным диодом в выпрямителе. ОФ устаняло перекос, а стабилизатор на МУ сохранял работоспособность и устойчивость. ОФ в автогене с нанокристаллическим трансформатором – форева. https://forum.cxem.net/uploads/monthly_2019_11/343387501_007.gif.159fa38a1a7e8634cb1f02fd270a091b.gif

V3 прописан несимметричным, поэтому без разделительного конденсатора насыщается сердечник силового транса. В таком представлении поправить можно, только если фронты выполнить пренебрежимо малыми (в кружочке ниже на картинке). Ток в первичке ТТ пульсирующий, с постоянной составляющей, поэтому модель сердечника нужно перенести в первичку, так можно будет увидеть возможное одностороннее насыщение. Для седечника ТТ в этом месте (если есть пост. составняющая тока) подойдет, например, сердечник MSP-10S-03. Он, несмотря на малую длину магнитной линии, допускает смещение постоянным током через виток первички величиной в 10А(!) По поводу переходного процесса не понял, вроде всё неплохо. Однако, такие вещи имеет смысл проверять только на тщательно проверенных моделях компонентов. Особенно это касается TL431. Полезно собрать в симуляторе простенькую схему из даташита для тестирования ЛАЧХ. Подойдет только та модель, у которой частота первого полюса лежит в пределах 1-3 кГц, а Rдифф= 0.2-0.3 Ом. Транзисторы включенные с общим эмиттером (Q1,Q4) вносят доп фазовый сдвиг, поэтому желательно ставить реалистичные модели. В схеме, правда, усиление транзисторных каскадов задушено в хлам большими номиналами эмиттерных резисторов (R=1кОм), поэтому каскады получились широкополосные, но так сурово душить, пмсм, не совсем правильно. Встречные витки в цепи размагничивания МУ (L18,L19) – отличное решение!

Есть отличный вариант от китайфончика, на самотактируемом драйвере с простым шим-стартом. Такой вариант интереснее тем, что ненужно в разы увеличивать индуктивность рассеяния силового трансформатора или вводить дополнительный реактор в первичку. У Немо с доп реактором софт-старт заработал корректно, однако насколько шустро компенсация реагирует на динамическую нагрузку, неизвестно. Автор по-честному указал в статье, что компенсация довольно вялая, с большим временем установления. А на картинках показать этот важный нюанс постеснялся. Момент важный, потому что кому-то вялая реакция не критична (типа для паяльника или зарядника), а кого-то такие подхрюкивания решительно не устроят. Было бы интересно увидеть реакцию выходного напряжения на наброс тока нагрузки, с небольшого значения до полного.

Драгоценного времени в обрез конечно, вот поэтому его можно растянуть, замедляя рост напряжения на стоке (но не время выключения канала!). Конечно, появятся потери в снаббере, поэтому нужно выбирать компромисс. Или не появятся, но беспотерьные бескомпромиссные демпферы это уже тема не для новичков. Суть в другом - начинающие зачастую не понимают, что пологость фронтов на стоке не стоит понимать буквально – это совершенно не обязательно время выключения канала транзистора, хотя в этот момент через ключ (через выходную емкость) ток шпарит немалый. Также как и крутые красиффые прямоугольнечги на всём размахе затворного напряжения - ни о чем.

Смотреть на холостом ходу что получилось смысла нет, потому что при выключении на ХХ эффект Миллера не проявляется. Смотреть как ухнуло нужно под полной нагрузкой, и то лишь на длину полки Миллера при выключении. Да какая печаль, пологий разряд на участках выше и ниже полки не приводит к неприятным последствиям и любоваться на "нормальный сигнал" на этих этапах бессмысленно. Большой разрядный ток нужен лишь на этапе Миллера, когда транзистор находится в активном режиме. Но тут выше головы не прыгнуть – затворное напряжение чуть выше порогового в этот момент (4-6)V, а на пути тока – внутреннее сопротивление затвора величиной в несколько Ом, его нетрудно измерить RC-метром. Поделите одно на другое, получите максимально возможный ток, который разряжает затвор в единственно важный отрезок времени. Поэтому разрядный полевик не имеет преимуществ перед биполяром, как бы красиво на картинке оно не смотрелось. Уж лучше ввести небольшое отрицательное смещение, чтобы получить "нормальный сигнал". И не надо, это частое заблуждение. Нужно не ускорять, а замедлять "собственное время сток-исток" - нарастание напряжения на закрываемом ключе. Так, чтобы канал полностью закрылся когда напряжение на ключе ещё невелико. А далее пологий фронт Uси уже не при делах - это выходная емкость заряжается, но транзистор уже закрыт и тока в канале нет, следовательно нет и динамических потерь.

Или петлевое задушено где-то или насыщается какое-либо звено, эту беду необходимо предотвратить выбрав правильный режим. Обычно устойчивость не моделируют в режиме transient, поскольку в режиме переходных процессов для тщательной симуляции потребуется море времени (недели, как минимум) для построения передаточных характеристик для всех режимов. А если в библиотеках ещё и модели неадекватные попадутся, что более чем вероятно - вся праца пойдет в срацу. Тут вообще без мата сложно, почему, покажу ниже на примере. Чаще применяют частотный анализ, взяв за основу усредняющую (усреднённую) модель. Но её ещё надо уметь создать правильную и воспользоваться проверенными адекватными моделями. Она будет похожа на модель понижающего преобразователя, придется только добавить дополнительное неминимально-фазовое звено, потому что управляющее воздействие в МУ отложено на половину рабочего периода. Плюс доп фазовый сдвиг вносит управляющий транзистор, включенный с общим эмиттером. Другой способ дополняющий первый – исследование петли обратной связи на своем настоящем макете или устройстве. В Интернете море информации, как практически исследовать петлю обратной связи, даже видосы: ------------------------------------------------------------------------------------------ Для наших скромных преобразователей с частотой коммутации до 50-100 кГц частота единичного усиления в петле не превышает 10-20 кГц, поэтому дорогущий суперосциллограф - необязательная роскошь, можно воспользоваться аудиокартой. Для примера - внизу на верхней картинке снято петлевое усиление настоящей TL431 программой "ARTA" с помощью интегрированной звуковой карты. На нижней - виртуальная диаграмма Боде в LTspice при том же включении микросхемы. Пытался выбрать из всего многообразия самую адекватную модель TL431. В других библиотеках – тихий ужас, частота первого полюса гуляет в десятки раз, какое при этом может быть адекватное моделирование?

Если полочка ровная и находится на уровне чуть выше порогового напряжения, значит ПНН нет - в наличии Миллер рафинированный. Когда полочка неровная в виде загогулины заходящей чуть ниже порогового напряжения, скорее всего это значит, что ПНН есть, причем в самом оптимальном месте. Загогулина обусловлена перезарядом сток-затворной емкости в паузе. Если этот пыстрик находится ближе к нулевому напряжению на затворе или ещё ниже, значит напряжение на стоке достигает нулевого значения прежде, чем транзистор включается. Разумеется, ПНН при этом есть.