Serg76

Стабилитроны тут ни при чем. Емкость и заряд затвора минимальные, а вот скорость боди-диода очень маленькая. Похоже, что при очень резком закрытии ключа (просто диод в затворе) были выбросы тока в стойке полумоста из-за его тупости и контроллер пытался это как-то исправить. Индуктивности L2, L3 ну очень большого номинала). Там не 680 мкГн (микрогенри), а наногенри ставить нужно, ошибка в размерности.

Так на осциллографе скрин с отключенной ОС? Можно подробнее? На схеме номиналы выходных дросселей L2, L3 поправьте.

Мне не приходилось мотать таким бутербродом. Как правило, первичка, спокойно умещается в два слоя, а внутри вторичные обмотки. ПМСМ на форме тока в первичке, сказалась все же межобмоточная ёмкость такого чередования обмоток. Немного не понятно - первички 30 или 40 вит. получилось? Т.е. в 3 или 4 слоя уложено? Снабберы пробовали устанавливать на выходные диоды выпрямителя? Лучше конечно было бы увидеть и саму схему и расчет.

sashka - это же резонансный БП и в полуобмотках вторички форма сигнала для управления ключами SR гораздо четче и красивее. Внутренний компаратор имеет порог как правило меньше полу-вольта. Здесь же ШИМ-преобразователь и управлять ключами SR доп. обмотками на СТ получается очень плохо. Выбросы от Ls во вторичке попробуй ещё снабберами задавить, а управлять нормально такой формой сигнала затвором ключа, да ещё с такими осцилляциями ... Тут бы развязать питание контроллера дежурным БП и управлять им тогда SR на прямую, а через ТГР (а это уже только три обмотки на нём) ключами в первичке, и защите на ТТ это не мешает.

Тоже задавался таким вопросом. Чем и как мотать это оказывается целая наука, и чем больше знаешь, тем больше вопросов почему-то возникает. Чтобы не быть голословным к размышлениям буду прилаживать документы. Мне кажется главное указано в этом Ridley_Plihfmw.pdf, Гиратор его несколько раз выкладывал и в разных темах. Ну и конечно не грех подсмотреть как делают именитые Infineon-AN-EVAL-2HS01G-300W-1-AN-v01_00-EN.pdf (стр. 13-14)Infineon-Evaluationboard_EVAL_3KW_2LLC_C7_20-ApplicationNotes-v01_00-EN.pdf (стр. 25). В принципе, у всех производителей почти одинаково, но не во всех документах есть подробное описание изготовления трансформатора и его характеристики. Здесь, впрочем, так же есть вопросы. Не совсем понятно каким правилом придерживаться если число витков в полуобмотках первички не равны. Вообщем решил для себя так. Делить их приблизительно по полам +/- виток, и не заморачиваться. Если необходимо, то распределять абсолютно все обмотки по каркасу до подходящего значения. Т.е. определиться при самостоятельной намотке с длинной этой зоны и постараться размазать-распределить по ней все обмотки. Тогда и связь их максимальна и паразитная индуктивность рассеивания будет минимальна. В документе на 3кВт преобразователь указана индуктивность рассеивания трансформатора в 0,5мкГн, а это очень и очень неплохо.

Причина всё та же. Вся эта "кривая красота" в первичке будет хорошо отражена в выбросах прямо на вторичных обмотках. Из-за них, на ХХ и скачет вверх выходное напряжение. Не забрасывай проект! Повторюсь. Тебе нужно максимально хорошо намотать бутербродом СТ, а резонансный дроссель изготовить и разместить на плате отдельно. Зазор в СТ нужен, но уже не такой большой как в регулируемом резонанснике. Достаточно даже проложить по кернам бумажный чек, что в сумме даст примерно 0,1мм. Ведь полезный ток Lm (для твоего магнитопровода примерно от 0,3...0,4А) в паузах всё же нужен. Дроссель, в идеале, использовать в форме чашки, а весь зазор разместить в центральном керне, так будет гораздо меньше помех ... если нужно конечно. На стр. 68-69 LLC Resonant Current Doubler Converter.pdf можно найти простой пример расчёта витков и зазора для своего магнитопровода. Просто резистор в затворе - не оптимальное управление ключом. Открывать его медленно, а закрывать нужно быстро, значит нужна схема уже на два резистора и диод, плюс резистор на затвор-исток. Номиналы подбираются для каждой марки свои, тогда можно добиться минимальных потерь на ключе. Но тут нужно знать характеристики ключа, время паузы, частота рез. контура и т.д., тут ослик будет очень в помощь.

Из-за плохой связи обмоток CT, промодулировалась форма тока в первичке. Эта частота равна приведенной к первичке общей ёмкости вторичных обмоток и индуктивности рассеяния одной из Ls вторичной полуобмотки. P.S. CBB81 ставь если есть, и не мучайся. Здесь тебе нужны только безиндуктивные и способные прокачивать больший ток. Тут не на экономишь!

Я не про сами диоды, они то отработают, а вот без сливного дросселя, ток через них чем ограничен, только волновым сопротивлением контура p = sgrt(Ls/Cr). Т.к. мощность БП указана в 500Вт, то и резонансные ёмкости у тебя будут примерно от 22nF. Теперь смотрим на ключи FCP13N50C у которых ток 8А .... Тут бы лучше вообще поставить FCP22N60N, они и шустрее. Для квазирезонансного разница большая, я написал выше LLC_Onsemi.pdf

Не делай так! Простых вариантов у тебя скорее всего два. Первый - обычный стабилизированный резонансник на этой МС. Второй. Если хочется квазирезонансный БП (частота контроллера остаётся неизменной), то Ls выноси из силового трансформатора (СТ). СТ мотается бутербродом для максимально возможного коэффициента связи обмоток, тогда после настройки больших просадок под нагрузкой не будет. Просто сливные диоды, параллельно резонансным ёмкостям, эти ключи не потянут, для такой мощности нужен полноценный слив с дросселем (схема и расчёт от thickman у тебя есть).

Магнитопровод покрыт изолирующим слоем, примерная его толщина 0,7...0,8мм. Если вбиты в программу внешние размеры кольца, то в расчете будут завышены габаритные размеры магнитопровода - это лучше учесть и особенно при расчете не больших по размеру колечек. Не плохо всё же для б/у колечка предварительно намотать пробную обмотку (желательно плотно в один слой или равномерно распределить по периметру кольца) и определить его проницаемость, это хоть даст какое-то представление о материале магнитопровода. Намотку ТГР лучше всё же делать филярно. Если витки не помещаются в один слой, то второй равномерно распределить по периметру кольца.

В трансформаторах напряжения увеличение сопротивления во вторичке вызывает уменьшение тока во вторичной и в первичной обмотке, а напряжение на выводах первички и вторички почти не изменяется. А вот у трансформаторов тока, увеличение сопротивления во вторичке приводит к повышению напряжения на её выводах. Это объясняется тем, что ток в первичной цепи не зависит от нагрузки трансформатора тока. Так что величину магнитного потока передающегося на магнитопровод ТТ, определяет только значение тока нагрузки. А значит и место размещения в окне магнитопровода короткозамкнутого витка (цепь замкнута нагрузкой) значения не имеет. Соответственно и если ток в нагрузке равен нулю, то напряжение на выходной части снижается так же до нуля, и ТТ не выходит из строя. Добавлю только, что ток намагничивания магнитопровода (Lm) вреден для ТТ - влияет на погрешность измерений. Его все же приходится преодолевать при наведении ЭДС в витках вторичной обмотки.

У ТС на скрине, в обоих случаях, первичка ТТ имеет один виток. И на его вопрос, ответом является именно соотношение витков первички и вторички (коэффициент трансформации ТТ), а он константа. Для правильно спроектированного ТТ не так важно как гуляет дорожка вторички по печатной плате.

Да я раньше вообще не задумывался над такой задачей, но как-то осталось в памяти и что это вообще работает. Интересная аналогия, но как-то в темах где используется третий глаз Гиратора не заметил подобного ограничения ... хотя возможно я ошибаюсь

Как-то случайно попался на глаза slup200_ru.pdf Вы просто интуитивно ищете аналогию коэффициента связи обмоток как у трансформатором напряжения. Трансформатор тока - это не то же самое! Вторичная обмотка(и) ТТ всегда замкнута на измерительный элемент - обязательное условие. В трансформаторе тока, вторичная обмотка имеет гораздо большее число витков чем первичная. Из-за этого основные особенности его изготовления, эксплуатации и потери будут другие. Если проще, то можно просто представить мощность первичной и вторичной обмотки ТТ как U1*I1 = U2*I2 (всё же работа ТТ основана на тех же законах электромагнитной индукции). Если у силового трансформатора при изменении тока в нагрузке на вторичке изменяется ток в первичке, то для ТТ он не доступен, он попросту не может повлиять на него, а как ещё, он ведь "подчиняется" нагрузке. Т.е. горе такому ТТ, который может хоть как-то может влиять-изменять ток нагрузки в измеряемой цепи. Не, есть и у него конечно потери; активное сопротивление участка шины пропущенное через то же кольцо, потери по меди, в самом магнитопроводе. Вот и получается, что оба ваших варианта равнозначны.

Электролитический конденсатор на высоких частотах имеет большое внутреннее сопротивление, вот пленочные и ставят непосредственно возле точек питания схемы, что бы скомпенсировать паразитные параметры и эти связи и наводки не влияли на работу схемы. Надеюсь вы понимаете о чем я? И чем тогда она не замена С16 + С18? А учитывая их номинал, в итоге, вдвое меньшее значение этой блокировочной ёмкости, вообще мало скажется на его эффективности. Тут важнее куда его нужно подключать уже на плате, чтобы повысить его эффективность. Я предложил исключить из схемы С7, эти так и остаются-подключаются по схеме и ни как не помешают норм. работе БП

Одинаковые С16 и С18 соединены последовательно, в итоге получаем ту же С7 и подключенную к одним и тем же точкам в схеме, только в двое меньшего номинала Ну тот же варистор стоит ведь в схеме. Тогда и вся ответственность ложиться на проводку до щитка и автоматы в нём

Я бы не стал переплетать демпфирующим резистором (10 Ом) к ТГР, сигнальный вывод с оптопары на шунте (плата управления). Переплетать между собой выводы драйвера 11 и 14 - это да. SMD резистор под транзистором 5401 тоже лучше повернуть горизонтально над ним. Так и дорожка от базы тоньше уже вверх пойдет и паять-выпаивать эти элементы проще и места хватает. Красоту и уменьшение длинны дорожек можно уже навести немного перемещая саму плату управления или её крепёжные выводы. Всю дежурку можно поднять выше (на основной плате). Пусть чуть удлиняться дорожки от сети, но электролит 1000мкФ станет и чуть ближе к выводам платы управления и появится простор справа для радиатора силовых ключей. Т.к. эти три пленки стоят на плате совсем рядом, то соединённые последовательно 2 и 3 с успехом заменят собой первую, и её уже можно и не ставить. ... Где-то потерялся предохранитель

Может мне так "везёт" На первом рис. есть у меня стародревний, но живой ATX, так там стоят на 12В линии FR302 (пришлось отогнуть крепеж, но рассмотреть уже можно). В то время основная нагрузка ложилась на 5В линию и с 12В линией такое вытворяли (на наклейке то же не постеснялись 12А по 12В-линии написать). На втором рис. тоже прилетает с разборки. Шоттки на 60В, 150...200В в основном вытягиваются-прилетают с однотактных БП, но это уже другая топология. У меня сейчас в компе в компе с июля 2009г работает Hiper М на 880W. Отдавали мне и сгоревший М600, так до сих пор от него так же валяются STPS60L45CW - чем запомнился последний, когда распаивал его нужны были шоттки хотя бы на 100В, но таковых там не оказалось (так в корпусе от него и пополняю-храню радиаторы от комповых БП). Но вернёмся к рабочей лошадке. Пришлось и почистить заодно Монтаж у него очень плотный. Чтобы разобраться хотя бы в маркировке контроллера СМ6800 (DIP-корпусе на отдельной плате), ключей в ККМ (пара 32N50C3) и сборки диодного моста пришлось выпаять сетевой электролит. Как видно контроллер совмещённый PFC/PWM, на плате ключи 20N60 соединены в стойку полумоста, управляются через ТГР. На радиаторе выходные сборки спарены STPS6045CW на 12В, дальше по одной на 5В и 3,3В идут STPS60L30CW. На рис. как раз хорошо видна одна из 12В сборок Я подробно указал названия компонентов, может найдется у кого схема на этот БП, буду очень признателен! Полумост работает на первичку без разделительной ёмкости или среднюю точку делителя. Единственная пленка на 2,2мкФ 450В стоит за парой диодных сборок для ККМ. @KRAB Так что там с формулами для BAFI?

@KRAB Каким боком схема BAFI относится к синусоидальным? Формулы будут другие. У него прямоугольная форма сигнала на вторичке с выбросами от паразитной Ls. Именно эти выбросы-иголки и душат безнаказанно Шоттки. Даже при кратковременном превышении максимально допустимого значения обратного напряжения диод Шоттки необратимо выходит из строя и это их особенность. Как и то, что при стабилизации импульсного БП попробуй без снабберов эти выбросы вообще "сплавить" во благо. Я думаю многие видели в комповых БП шоттки на 45В по линии 12В в полумостовой топологии. И ведь работают годами. Запас по напряжению да, но чем высоковольтнее Шоттки, тем больше на нём падение напряжения при том же токе ... вот тут уже качели при выборе диода

Скинте .lay в личку ... думаю так проще будет

Параллельно резисторам затвор-исток и уже под ними в перпендикулярном направлении пропускать силовые дорожки. Если необходимо, по крепежу, чуть сместить ТГР правее Не жалеть меди и залить ими большую площадь не забывая про зазоры

Если ТГР не будет крепиться к плате через прикреплённую к ней площадку, то можно было бы затворный резистор нижнего (на плате) ключа повернуть на 900 и разместить его тем самым перпендикулярно силовой дорожке идущей на сток. Тоже самое можно применить и ко второму. Первичную обмотку ТГР можно не тянуть через силовые дорожки во втором слое, а использовать контактные площадки рядом с выводами демпфирующего резистора в первичке (10 Ом). С этих площадок скрученным проводом и подсоединять первичку ТГР. Цель - уменьшить площади контура управления силовыми ключами и постараться не разводить эти дорожки рядом-параллельно с силовыми цепями, а где это не возможно разводить их перпендикулярно относительно друг друга ... Руководствуясь тем самым можно и минус к шунту (синий проводник) развести между верхними выводами делителя ёмкостей образующих среднюю точку, да и сетевой минус развести не жалея благо двухслойная плата позволяет (в этом плане достойно смотрится верхний правый угол платы)

Жизненно необходимо при развязки от сети Peremotka_trans.doc При изготовлении обмоток бутербродом (половина первички - вторички - вторая половина первичной обмотки), если не стоит задача специально, то лучше не превышать высоту намотки первички, растет индуктивность рассеяния и соответственно уменьшается коэффициент связи обмоток трансформатора

Не получилось её нормально и мне запустить ... ерунда какая-то!!! На сайте Володина в архиве есть и FAN7621S. FAN7621S_ru.pdf Как пример на твои начальные входные данные с ER35/20/21. FAN7621S.asc Если выбрать в схеме стабилитрон и шунт на токовый вход, то более-менее работает стабилизация если очень увеличить ёмкости на оптопаре, у меня иначе не получилось избавиться от пакетов - ими кажется и промодулирована стабилизация у тебя. По началу, грешил на кривость модельки, но форма похожая и в ней. Имхо стабилизацию тогда выходного напряжения лучше всё же делать на TL431, да и схема не сильно усложниться. Если добавить снабберную ёмкости на сток-исток ключей это позволит уменьшить тепловыделение на плате в корпусе Dpak (перезаряд Coss будет происходить более мягче, ток Lm в помощь). Запуск и снятие нагрузки (выходное напряжение, ток нагрузки) (ток в первичке)

Подобные рекомендации по намотке и увеличению Ls были в теме резонансников. Провёл небольшой эксперимент - любопытство пересилило). В СТ при всех измерениях постоянный зазор 0,1мм (чек). Увеличение зазора (0,1мм...1мм) практически не повлияло на измерения. Первичка L1=1mH, w1=27вит, d1=5*0,355mm (скручена и намотана первой в один слой до заполнения - 32мм) Вторичка L2=10uH, w2=3вит, d2=0,2*15mm (медная лента) В первом случае изоляция между первичной и вторичной обмоткой примерно 0,5мм. Во втором увеличена (бумага+изолента) примерно до 3...3,5мм. При измерении, лента (вторичная обмотка) закорачивалась накоротко. Измерений индуктивности на первичной обмотке два; лента размещена как можно ближе к краю, лента размещалась по центру керна магнитопровода. 1. Ls = 25uH, Ls=10uH (в середине) 2. Ls = 28uH, Ls = 15uH (в середине) Разница при размещении ленты по краю составила примерно 10%. Если честно - надеялся на большее! Но плюс таки есть, с такой намоткой, можно точно подрегулировать Ls в полуобмотках вторички