Микросхема ККМ IR1155S
IR1155S (рис. 1) предназначена для коррекции коэффициента мощности в режиме неразрывных токов (CCM - Сontinuous Сonduction Mode).
Рис. 1. Схема включения IR1155S
Предполагается работа на фиксированной частоте с контролем среднего тока через дроссель. Частота переключений выбирается пользователем от 48...200 кГц. В микросхеме реализован алгоритм OCC-контроля в одном цикле. При работе в режиме повышающего AC/DC-преобразователя коррекция коэффициента мощности достигается при помощи этого алгоритма без измерения входного напряжения.
Теория работы
Алгоритм OCC работает с использованием двух контуров управления: первый - медленный внешний контур - следит за выходным напряжением; второй - быстрый внутренний - для слежения за током.
Комбинация этих двух управляющих цепей позволяет амплитуде и огибающей входного тока быть пропорциональными и находиться в одной фазе с входным напряжением; при этом выходное напряжение конвертера остается на заданном уровне. Все это выполняется при условии работы в режиме неразрывных токов дросселя.
Основные функции
На сегодняшний день IR1155S предлагает самый большой набор функций на рынке ИМС для ККМ в компактном 8-выводном корпусе.
Микросхема IR1155S работает на фиксированной частоте, которая зависит от емкости конденсатора, подключенного к выводу FREQ. Пара источников тока внутри микросхемы поочередно создают ток через конденсатор, генерируя пилообразный сигнал с постоянным наклоном, с заданной парой напряжений (обычно между 2 и 4 В). Для микросхемы пилообразный сигнал является тактовым. Частота работы микросхемы может быть выбрана от 48...200 кГц (в зависимости от конденсатора). Сигнал этой частоты является управляющим и используется сбрасываемым интегратором в ИМС для генерации сигналов ШИМ в каждом цикле переключения. На рисунке 2 показана форма пилообразного сигнала на выводе FREQ и управляющее напряжение на выводе GATE.
Рис. 2. Форма сигнала на выводах FREQ и GATE
Длительность каждого импульса может меняться от 0 до 96% в зависимости от сигналов модулятора OCC. Зависимость частоты от номинала конденсатора показана на рисунке 3. Использование конденсатора вместо резистора улучшает помехозащищенность генератора.
Рис. 3. Зависимость частоты от номинала конденсатора
Во время старта цепь низковольтной блокировки в микросхеме (UVLO - Under Voltage LockOut) измеряет напряжение на выводе VCC и разрешает запуск лишь при Vcc(on) 10,65...11,95 В. Как только напряжение на выводе VCC упадет ниже порога низковольтной блокировки (9,2...10,4 В), ИМС снова перейдет в режим UVLO, который сохранится до тех пор, пока напряжение VСС не превысит значение Vcc(on).
Также необходимо отметить, что вывод VCC внутри не имеет защитных цепей.
Микросхема может быть переведена в микропотребляющий режим, в котором величина тока будет меньше Icc(sleep) (125 мкА), если напряжение на выводе OVP/EN будет ниже Vsleep(off) (0,53...0,67 В), причем даже в случае, если напряжение на VCC более Vcc(on). Это позволяет разработчику выключать ККМ в режимах ожидания аппаратуры, что удовлетворяет требованиям норм Blue Angel, Green Power и др. Когда вывод OVP/EN установлен в положение «0», ИМС переходит в «спящий» режим, напряжение на выводе Vcomp принудительно снижается, благодаря этому микросхема может осуществить плавный пуск при перезапуске. Так как Vsleep(off) меньше 1 В, могут быть использованы логические уровни для управления включением/выключением микросхемы.
Описание основных режимов
Управляемый плавный пуск
В микросхеме достаточно просто реализуется выбор времени плавного запуска.
В процессе плавного пуска контролируется нарастание сигнала ошибки обратной связи по напряжению, что позволяет получить линейный контроль над среднеквадратическим входным током, который потребляет ККМ. По существу, управление плавным пуском осуществляется компонентами компенсации усилителя ошибки, а именно конденсатором Cz. Например, для получения времени плавного пуска 40 мс необходим конденсатор номиналом 0,33 мкФ. При этом при переходе микросхемы в «спящий» режим конденсатор Cz разряжается, и при включении снова происходит плавный запуск конвертера.
Возможность управления
затвором ключевого транзистора
Драйвер затвора в ИМС представляет собой двухтактный каскад, способный обеспечить пиковый ток 1,5 А. Производитель утверждает, что этот параметр предусмотрен дизайном микросхемы, но не опробован на практике. Драйвер затвора внутренне защищен от перенапряжения свыше 13 В. Вывод GATE микросхемы может быть использован для управления внешним более мощным драйвером для достижения любых мощностей корректора.
Функции защиты
IR1155S обладает большим набором защитных функций, ниже приведены некоторые из них:
Защита от перенапряжения (OVP) в микросхеме достигается использованием отдельного вывода OVP/EN, который соединен с входом OVP компаратора. Когда напряжение на выводе превысит Vovp, фиксируется режим перенапряжения, и драйвер затвора мгновенно запирается. Возобновление работы произойдет только после того, как напряжение на выводе OVP упадет ниже Vovp(rst). Использование отдельного вывода обеспечивает защиту системы от катастрофических перенапряжений, даже когда цепь обратной связи, соединенная с выводом VFB, выходит из строя. Это дает уверенность в наилучшей защите против экстремальных ситуаций.
Защита от обрыва обратной связи активируется всякий раз, когда напряжение на выводе VFB падает ниже порога Volp (17...21В) Драйвер затвора мгновенно выключается, VCOMP принудительно разряжается, и микросхема переходит в «спящий» режим. ИМС будет перезапущена (с плавным пуском) только в том случае, если напряжение на выводе VFB превысит Volp. В данной защите не предусмотрен гистерезис по напряжению. Во время запуска микросхема находится в спящем режиме, пока напряжение на выводе Volp не станет больше нормы.
Ограничение тока при плавном пуске- это тип защиты, который воздействует на выходное напряжение. Защита срабатывает, когда среднеквадратичный ток в ККМ превышает заданную величину. Далее это значение вызывает внутренний сигнал ошибки для обратной связи по напряжению- Vm. Амплитуда Vm прямо пропорциональна среднеквадратическому значению допустимого входного тока корректора. Как только Vm насыщается, максимальный ток конвертера будет ограничен. Любая попытка увеличить ток выше этого лимита заставит микросхему ограничить скважность работы конвертера, и вызовет падение выходного напряжения ККМ. Величина тока, при которой Vm насыщается зависит от величины токового шунта, выбранного для ККМ. Эта функция может восприниматься как ограничение превышения выходной мощности.
как думаете можно етим дополнить схему из первого поста?
