Перейти к содержанию

thickman

Members
  • Постов

    1 068
  • Зарегистрирован

  • Посещение

  • Победитель дней

    4

thickman стал победителем дня 16 сентября 2020

thickman имел наиболее популярный контент!

6 Подписчиков

Информация о thickman

  • День рождения 01.01.1963

Информация

  • Город
    Смоленск

Электроника

  • Стаж в электронике
    Более 20 лет

Посетители профиля

10 057 просмотров профиля

Достижения thickman

Завсегдатай

Завсегдатай (8/14)

  • Преданный
  • 10 постов на форуме
  • Пост-машина Редкий
  • Популярный Редкий
  • Неделя на форуме

Последние значки

593

Репутация

  1. Драгоценного времени в обрез конечно, вот поэтому его можно растянуть, замедляя рост напряжения на стоке (но не время выключения канала!). Конечно, появятся потери в снаббере, поэтому нужно выбирать компромисс. Или не появятся, но беспотерьные бескомпромиссные демпферы это уже тема не для новичков. Суть в другом - начинающие зачастую не понимают, что пологость фронтов на стоке не стоит понимать буквально – это совершенно не обязательно время выключения канала транзистора, хотя в этот момент через ключ (через выходную емкость) ток шпарит немалый. Также как и крутые красиффые прямоугольнечги на всём размахе затворного напряжения - ни о чем.
  2. Смотреть на холостом ходу что получилось смысла нет, потому что при выключении на ХХ эффект Миллера не проявляется. Смотреть как ухнуло нужно под полной нагрузкой, и то лишь на длину полки Миллера при выключении. Да какая печаль, пологий разряд на участках выше и ниже полки не приводит к неприятным последствиям и любоваться на "нормальный сигнал" на этих этапах бессмысленно. Большой разрядный ток нужен лишь на этапе Миллера, когда транзистор находится в активном режиме. Но тут выше головы не прыгнуть – затворное напряжение чуть выше порогового в этот момент (4-6)V, а на пути тока – внутреннее сопротивление затвора величиной в несколько Ом, его нетрудно измерить RC-метром. Поделите одно на другое, получите максимально возможный ток, который разряжает затвор в единственно важный отрезок времени. Поэтому разрядный полевик не имеет преимуществ перед биполяром, как бы красиво на картинке оно не смотрелось. Уж лучше ввести небольшое отрицательное смещение, чтобы получить "нормальный сигнал". И не надо, это частое заблуждение. Нужно не ускорять, а замедлять "собственное время сток-исток" - нарастание напряжения на закрываемом ключе. Так, чтобы канал полностью закрылся когда напряжение на ключе ещё невелико. А далее пологий фронт Uси уже не при делах - это выходная емкость заряжается, но транзистор уже закрыт и тока в канале нет, следовательно нет и динамических потерь.
  3. Или петлевое задушено где-то или насыщается какое-либо звено, эту беду необходимо предотвратить выбрав правильный режим. Обычно устойчивость не моделируют в режиме transient, поскольку в режиме переходных процессов для тщательной симуляции потребуется море времени (недели, как минимум) для построения передаточных характеристик для всех режимов. А если в библиотеках ещё и модели неадекватные попадутся, что более чем вероятно - вся праца пойдет в срацу. Тут вообще без мата сложно, почему, покажу ниже на примере. Чаще применяют частотный анализ, взяв за основу усредняющую (усреднённую) модель. Но её ещё надо уметь создать правильную и воспользоваться проверенными адекватными моделями. Она будет похожа на модель понижающего преобразователя, придется только добавить дополнительное неминимально-фазовое звено, потому что управляющее воздействие в МУ отложено на половину рабочего периода. Плюс доп фазовый сдвиг вносит управляющий транзистор, включенный с общим эмиттером. Другой способ дополняющий первый – исследование петли обратной связи на своем настоящем макете или устройстве. В Интернете море информации, как практически исследовать петлю обратной связи, даже видосы: ------------------------------------------------------------------------------------------ Для наших скромных преобразователей с частотой коммутации до 50-100 кГц частота единичного усиления в петле не превышает 10-20 кГц, поэтому дорогущий суперосциллограф - необязательная роскошь, можно воспользоваться аудиокартой. Для примера - внизу на верхней картинке снято петлевое усиление настоящей TL431 программой "ARTA" с помощью интегрированной звуковой карты. На нижней - виртуальная диаграмма Боде в LTspice при том же включении микросхемы. Пытался выбрать из всего многообразия самую адекватную модель TL431. В других библиотеках – тихий ужас, частота первого полюса гуляет в десятки раз, какое при этом может быть адекватное моделирование?
  4. Если полочка ровная и находится на уровне чуть выше порогового напряжения, значит ПНН нет - в наличии Миллер рафинированный. Когда полочка неровная в виде загогулины заходящей чуть ниже порогового напряжения, скорее всего это значит, что ПНН есть, причем в самом оптимальном месте. Загогулина обусловлена перезарядом сток-затворной емкости в паузе. Если этот пыстрик находится ближе к нулевому напряжению на затворе или ещё ниже, значит напряжение на стоке достигает нулевого значения прежде, чем транзистор включается. Разумеется, ПНН при этом есть.
  5. IGBT охотно использую в автогенах, они вообще не подвержены отказам в режиме ZVS. Только надо выбирать не из серии "стандарт", а с быстрым переключением. При перегрузке, когда частота автогена увеличивается в несколько раз, греются заметно сильнее мосфетов, но ребята очень стойкие. К тому же такой режим как правило нештатный и на кратковременные повышенные потери можно забить.
  6. Меня IRF74 ни разу не подводили, но какая-то вероятность вылета из-за накопления избыточного заряда в паразитном диоде, пмсм, есть. Для надежности можно купировать внутренний диод так, чтобы он никогда не включался, но это дополнительные компоненты и потери на диодах в стоках, сюда можно Шоттки для снижения потерь, а в качестве оппозитных – высоковольтные быстродействующие фасты или ультрафасты. Как на схеме. Там же подрезка напряжения на обмотках коммутирующего трансформатора выполнена на ТЛ431. Не всегда наилучшая симметрия получается при одинаковом Uст, могут быть всякоразные факторы влияющие на перекос, поэтому в одно из плеч можно ввести регулировку Ucт в небольших пределах для оперативной подстройки. Меня всегда устраивали стабилитроны. ПМСМ, в ограничителях на ТЛ431 тоже есть свои недостатки – ограниченная мощность рассеяния, но главное, что это недокументированный режим, в нем время установления не регламентируется производителем. ТЛ431- активный прибор охваченный ОС, со своим переходным процессом, не бесконечно малым. С такими ограничителями могут быть выбросы на затворном напряжении. Но Гиратор успешно применял такие ТЛ-ограничители, значит и другим можно. Ещё раз повторю - если постоянное произведение вольт-секунды не нужно, тогда лучше отказаться от симметрирующей обмотки. То есть, если автоген без контроля Iнам, или если МУ-стабилизаторы не используются, вот тогда да, достаточно будет зафиксировать напряжение на обмотках коммутирующего транса. При использовании контроля намагничивания, U*tи на обмотках силового трансформатора остаётся постоянным по принципу работы (увеличилось сетевое напряжение - вырос Iнам – время импульса сократилось), поэтому без симметрирующей обмотки никак не обойтись. И при наличии МУ-стабилизаторов постоянство вольт-секунды тоже пользительно, - не нужно закладывать избыточное число витков в дроссели насыщения на случай максимального Uсети.
  7. Хорошо всё. Но я бы, поскольку автоген тактируется коммутирующим трансформатором и не планируется управление по Iнам, поставил бы симметричные стабилитроны с Uст=9-10V на обмотку затворного транса, а число витков на обмотке обратной связи чуть подкорректировал в большую сторону, чтобы напряжение на ней при минимальной сети было вровень или слегка больше Uст ограничительных стабилитронов.
  8. Упс.. адаптатор здесь не работает. Виноват, не доглядел. Не успевают затворы у М3 и М4 разрядиться, они всегда открыты. Нужно или транзисторы М3,М4 на более легкие поменять, или номинал резисторов затвор-исток уменьшить с 3кОм до 1кОм. Стрелками отмечен проблемный участок напряжения исток-затвор. Напомню, что стабилитроны D5,D6 выполняют не только защитную функцию, они также подрезают воль-секунду на коммутирующем трансформаторе, т.е выполняют симметрирующую функцию. Подрезка вольт-секунды работает только с коммутирующим трансформатором, но если управление осуществляется по току намагничивания, например через ОФ, в этом случае в полумосте перекос на емкостном делителе можно выправить только посредством симметрирующей обмотки с обратными выпрямителями. От конденсатора С3 в базах коммутирующих транзисторов проку мало в том случае, если материал сердечника в коммутирующем дросселе хорошего качества и если установлен демпферный конденсатор С3 снижающий динамические потери при выключении. Сердечники типа MSF, и тем более MSSA-N, обеспечивают хорошие коммутирующие свойства в отличие от ферритовых, им дополнительные костыли не обязательны.
  9. Номинал конденсаторов C8,10,11,12 невелик, с типовой индуктивностью рассеяния силового трансформатора прослеживается последовательный резонансный контур. Я не знаю, намеренно получилось это у автора или по недосмотру, но с бухты-барахты запустить такой резонансник будет проблематично. Довесок на двух транзисторах может и не спасти в том случае, если индуктивность рассеяния трансформатора окажется малой.
  10. - на левый подрисованный кружочек. Очевидно, что включения в нуле напряжения нет, на это обстоятельство указывает плато Миллера в левом кружочке. Если снять осциллограмму напряжения на стоке, то она будет примерно соответствовать моей фантазии красного цвета. Если ключи не греются на ХХ, то вполне вероятно, что характерный излом на красной линии расположен ещё ниже чем я нафантазировал, и поэтому на бескомпромиссный ПНН можно забить. Но можно и отполировать до абсолютного нуля. Я бы не стал увеличивать зазор в сердечнике, можно снизить номинал демпферного конденсатора с 1нФ до 470-680пФ (два последовательно, например). Если на ХХ сердечник силового трансформатора не перегревается, полезно уменьшить рабочую частоту, Iнам подрастет, глядишь и мягкая коммутация появится. Можно и не добавлять число витков на коммутирующем трансформаторе для снижения рабочей частоты, достаточно поставить симметричные ограничительные стабилитроны, типа Д814В встречно на одну из обмоток коммутирующего транса и увеличить номинал балластного резистора в цепи обратной связи, чтобы стабилитроны не перегревались. Важен не только перегрев стабилитронов и балластного резистора, эта энергия бездарно отбирается в паузе из тока намагничивания, полезнее пустить её на дело ZVS, увеличив номинал упомянутого резистора до 100Ом, и больше можно увеличить, если материал сердечника коммутирующего трансформатора хороший (с оч высокой мю или с ППГ).
  11. Да неплохо, но пологие фронты всегда благо - и помех меньше, и динамические потери под нагрузкой снижаются. Поэтому демпферный кондей лучше оставить, хотя бы того номинала, при котором преобразователь уверенно запускается. При желании в нагруженном преобразователе динамические потери при выключении легко посмотреть. Резистор в стоке уже есть. Пусть меккой для осциллографа остаётся положительная шина питания. Одним каналом смотрим напряжение сток-исток, другим ток стока (падение напряжения на стоковом резисторе), оба канала инвертируем. Результат мат умножения (в осциллографе есть опция) ни что иное как мгновенная мощность на транзисторе. Можно и в режиме КЗ посмотреть, для этого не обязательно долго мучить преобразователь в тяжелом режиме. Достаточно настроить однократный режим регистрации (уровень синхронизация по ожидаемому току нагрузки) и на мгновение чиркнуть выход на КЗ. За несколько итераций подстроить режим синхронизации по уровню и времени удержания. При достаточной памяти в осциллоскопе, будет виден довольно интересный интервал – процесс выхода в режим КЗ
  12. Важен холостой ход. Тут верно говорилось, если Iнам недостаточен, придется его увеличить. Можно снизить емкость демпферного конденсатора до 470пФ. Наверное, получилась не очень удачная комбинация -дроссель насыщения+затворный трансформатор. Помню, что у меня мосты с линейным затворным трансом и дополнительным нелинейным дросселем тоже иногда капризничали, а с нелинейным коммутирующим трансом работали увереннее. Приходилось снижать емкость демпферного конденсатора и слегка повозиться с величиной сопротивления затворных резисторов R3-R6 и балластного R7. Демпферный конденсатор резко снижает динамические потери выключения, особенно в том случае, если коммутирующий дроссель или трансформатор недостаточного качества (с относительно низкой магнитной проницаемостью.) Особенно хороши в этом месте сердечники типа MSSA-XXXN - аморфные с отжигом без наложения поля. У них достаточная прямоугольность для хороших коммутирующих свойств но не слишком бешенная как у MSSA-XXXL, мешающая номальному запуску. Прямоугольность хороша тем, что в момент переключения коммутирующий дроссель или трансформатор находятся в состоянии глубокого насыщения, это практически коротыш если сердечник с ППГ. Такой коротыш надежно разряжает затворы, не хуже продвинутого высокотокового драйвера, и динамические потери выключения будут небольшими, даже при малой величине емкости демпферного конденсатора, вплоть до его отсутствия. Однако нельзя забывать, что кобальтовые аморфные сердечники нельзя перегревать, у них довольно низкая температура Кюри. Но обычные "непрямоугольные" высокопроницаемые материалы тоже неплохо работают в коммутирующих дросселях/трансформаторах, особенно при наличии демпферного конденсатора достаточной величины. Ферриты для синфазных трансов вполне годятся. Если затворный трансформатор отличного качества, типа аморфного с высокой-высокой проницаемостью или ППГ, тогда номинал R7 выгоднее увеличить до 200-300 Ом. Эта мера снижает потери в коммутирующем транзисторе VT7, не рассеивается тупо энергия на R7, столь нужная для получения ПНН в паузе, а на потери в силовых ключах увеличение R7 не влияет – глубоко насыщенный переключательный трансформатор или дроссель рулят на этапе переключения. Коллега Гиратор где-то здесь показывал свой фирменный пускач для облегчения запуска мостовой схемы, но я не пробовал – всегда обходился незначительными плясками для получения надежного запуска.
  13. Софт-старт за счет увеличения частоты годен для трансформаторов с очень большой Ls, или если есть балластный реактор в первичке. В общем тогда лишь, когда при кз скорость нарастания тока ограничена на приемлемом уровне достаточной индуктивностью. В резонанснике с низкодобротным контуром такой софт-старт не прокатит по этой же причине – скорость нарастания тока бешеная, поэтому ограничение тока возможно лишь если частоту софт-старта увеличивать до мегагерцев. У автора получился реально простой ИИП. Не столько по числу применённых компонентов, сколько по отсутствию замороченных решений. По-армейски. Наизобретать своих улучшений тут особо не получится у горе-схемотехника, и это хорошо. Повторить как есть, и всё. А резонансы и прочие мягкие коммутации – удел других топологий, с иной схемотехникой.
  14. потому что у человека: - вероятно, получился режим приближенный к резонансному, то есть перед переключением стойки полумоста есть некий остаточный ток – не очень большой, но достаточный для мягкой коммутации. Однако, без дросселя могут появиться проблемы с софт стартом и при перегрузке, на это обстоятельство надо обязательно обратить внимание.
  15. Заблуждаетесь. Фронты завалены намеренно, как раз для того, чтобы снизить потери. Притормаживание dU/dt на стоке (коллекторе)во время переключения – это типовой метод снижения потерь. Поймите, что время переключения транзистора и время спада/подъёма напряжения на стоке (коллекторе) – это две большие разницы.
×
×
  • Создать...